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(广东公诚通信建设监理有限公司粤东分公司 广东 汕头 515041 //本科 助理工程师)
摘 要:对DVB-S载波恢复给出较为详细的实现方案,通过仿真验证性能。该结果可以扩展到其他单载波系统接收机中。
关键词:DVB-S, 面向判决,扫频.
Implementation of Carrier Recovery for DVB-S
Yin Haiyang
(Guangdong Gongcheng Telecommunication Project Management Co.Ltd of Guangdong Province subsidiary company,Guangdong Shantou 515041// Undergraduate course Assistant engineer)
Abstract: This paper describes the implementation scheme of carrier recovery for DVB-S. Performance is validated by computer simulation. Such algorithms can be extended to other receivers of single carrier systems.
Key words: DVB-S, Data-Decision, Scanning-Frequency
为达到很高的功率效率而又对频谱效率没有过多的损害,系统使用QPSK(正交相移键控)调制方式,以及采用卷积码与RS码级联的前向纠错方式(FEC),并通过对卷积码的灵活设置,可以在规定的卫星转发器带宽内使性能带到最优化。接收同步用自同步方法及盲载波恢复的方法来完成。具体实现是应用基于内插的定时同步方法完成定时恢复和导向判决(Directed-Decision,DD)的方法,以及结合扫频算法增加捕获范围和提升捕获速度。
1 算法简述
对于QPSK调制,载波恢复电路按其功能可分为两步:(1)消除调制,消除调制可在中频上进行,也可在基带上进行;在中频土消除调制可用M次乘方法(对QPSK, M为4),也可用重调制,逆调制的方法与原接收PSK信号合成,来消除调制。基带处理法可用判决反馈环法和COSTAS环法。(2)滤除噪声,滤除噪声可用带通率波器和锁相环法两种方法。带通滤波法,直观、简单,而且对恢复载波无“拖曳”效应,恢复时间短,但无频率自动跟踪能力。锁相环不仅可以获得很纯净的载波,还具有自动频率跟踪能力,使得QPSK载波发生偏移时,恢复参考载波也能与之同步,不影响解调性能。锁相环的缺点是等效鉴相特性为非线性并且存在不稳定相位区间,使其平均捕捉时间加长,即存在“拖拽”效应。常用载波恢复
1.1 锁相环原理描述
锁相环是ML估计的一种简化近似实现。其结构如图1-2所示。它通过鉴相器或信号处理鉴别出相位误差,然后通过环路滤波器对过去M个时刻进行累积,来调整第kT时刻的NCO相位,NCO的输出即为第kT时刻的相位估计。在锁相环中,相位误差的估计原理与直接估计法是一致的,但在相位误差的消除上与直接估计不同,它需要驱动NCO来实现。锁相环路是一个相位误差控制系统。它比较输入信号与压控振荡器输出信号之间的相位差,产生一个对应于两个信号相位差的误差电压。该误差电压经处理后去调整压控振荡器的频率(相位)。当环路锁定时,输入信号与压控振荡器输出信号频差为零,相位差不再随时间变化,此时误差控制电压为一固定值。锁相环路的这一特点,使它在自动频率控制中得到应用,以达到精确的频率控制,而其它的频率控制系统总是存在剩余频差。
环路包括一个乘法器、一个相位比较器、一个滤波器、一个累加器和一个判决器。误差判决导向法是最通用的方法,它是将接收到的信号根据最近原则判到最近的量化星座点上。该方法将接收到的信号星座图与理想的星座图作比较,把两者的相位差值作为误差信号。它能有效去除加性噪声,并且适宜于所有形式的星座图。但它的缺点是存在一个误码率阀值。当误码率过高时,采用此方法会导致大量错误的误差判决信号。所以一般在误差很小时用误差判决导向法判断载波恢复调整的结果。在设定的码元数目内,如果接收到的信号落在理想星座图内的数目大于一定数量,则认为己经锁定。
导向判决(DD)的实现方法:接收到的信号y(n)是来自匹配后的复信号。q(n)为q(n)经过判决器后的输出,均为复信号。
不考虑噪声的情况下:
(
(1-1-3)
因为 为一个很小的值,所以该正弦值可直接等效为相角。得到的相差信号被送入滤波器,然后送进数字压控振荡器(NCO),该压控振荡器包括一个积分器(相位累加器)和一个正弦表,这样就形成了数字锁相环。
DD算法的捕获频偏的能力有限,45Mhz符号率下,约为+/-120~160Khz;相同条件下,频偏较大时,锁定前跟踪符号长度较长,需要几千个符号,频偏较小时,跟踪符号长度又可减少至几百个以保证较低的误码率。
1.2 扫频算法
扫频作为卫星数据传输系统中最常使用的扩捕技术,可以大大增加频偏捕获范围,同时改善锁相环的捕获时间。频率扫描有线性和非线性两大类。线形扫描方式中:频率的变化为线形变化,即变化速度是均匀的;非线形扫描方式中:有对数扫描,频率以对数方式变化,即频率越大则变化越快,频率越小则变化越慢。有分段扫描,频率变化不是连续的,而是在起始频率和终止频率之间分成几个台阶式的变化,频率是跳跃变化的。按扫描方向分有单向扫描和双向扫描:单向扫描方式中,频率从起始频率变化到终止频率,然后回到起始频率,再变化到终止频率;而双向扫描方式下,频率从起始频率变化到终止频率,又从终止频率变化到起始频率,再从起始频率变化到终止频率。扫描开始先让DCO工作在一个频点,再让锁相环开始工作。若在给定时间内不能锁定,则换一个频点试试,如此不断反复,直到锁住为止。一旦相位锁定后扫频立即停止以避免不必要的相位抖动的增加。
载波恢复中它的工作原理大致如下:扫频以一个初始频率出发,以扫频调整步长递增,在每个调整周期(扫频时间间隔)内判决模块工作,然后根据星座判决前后信号计算均方误差MSE,在跟踪到频偏的时候MSE显著下降,正是通过对MSE与门限值的比较确定是否扫到频偏,进而据此决定是否停止扫频,如果扫到后,就将扫频得到的频偏1作为一个常量加上跟踪到的频偏2补偿输入信号相位送入复成器。图中的控制信号就是通过求均方误差(MSE)得到的。
2 扫频参数设置
扫频模块需要设置的参数包括:扫频步长、扫频间隔、扫频锁定门限、扫描中心频率。各参数选择方法如下:(1) 扫频步长应比DD算法所能纠正的最大频偏(不加扫频,只跟踪一定时间后恢复出的星座和误码率指标同时满足要求)稍小,这样既能保证性能,同时又尽可能缩短扫频时间。(2) 扫频间隔由试验获得。初定几个值,反复试验对比结果取最佳值。
2.1 扫频间隔确定
扫频间隔的选取没有太多限制,只需满足快速和误比特率低地客观标准,大约为3000左右。因为扫频依赖于均方误差的统计,均方误差曲线上表现的低谷往往很短暂,大约几百符号,如果到每一扫频间隔才检测一次是否低于门限,容易错过低谷段而影响捕获。因此等分扫频间隔为三小段,每小段内检测一次,频偏:-1mhz 测试符号数:100000。表一为仿真结果。
间隔
信噪比 1800 2100 2700 注:稳定指仿真多次,正确捕获概率达90%以上的可信度,这是一个主观的估计。
0 dB 较为稳定 较为稳定 稳定
2 dB 较为稳定 稳定 稳定
4 dB 稳定 稳定 稳定
表一. 不同扫频间隔的测试
为保证捕获的可靠性及普遍适应各信噪比,扫频间隔应大于2100,同时间隔小,捕获速度会越快,故选择2700为扫频间隔。
2.2 扫频锁定门限:
先将门限设为扫描不会停止的状态。对于4、5dB以上信噪比,当扫到预设频偏时,均方误差性能曲线会有明显的陡降,如果在此处停止扫频,性能曲线会呈现明显的台阶状,即先保持水平,然后突然下降,到底端之后再缓慢持平;而4dB以下,性能曲线受噪声影响严重,上下剧烈抖动致使台阶不甚明显,同时台阶高度差随着信噪比的降低逐渐降低,若设定门限介于台阶高、低端中间的某一值,会因为信噪比的不定(无信噪比检测时)造成误锁,导致恢复失败。所以引入一种2dB以上信噪比(DVB-S标准要求3.7dB左右)下的门限设定方法。在2dB或以上信噪比下,扫频准确时,性能曲线呈现的台阶高度跨度往往会超过某一定值。对台阶高度差多次仿真求统计平均即可获得该值,将其作为门限值。具体实现时,在每个扫频间隔的小段内对MSE值求平均,若当前段的均值为M1,此段前所有MSE的均值为M2,则M2-M1超过门限时,就表示扫到了频偏,立即停止扫频。系统进入跟踪状态。
图1为不同信噪比条件下,从检测到锁定过程仿真示意图。为保证一定的捕获准确性,不能将门限定低,因为未停止扫频前的台阶高度是随机变化的,这样很容易造成误锁而导致同步失败。定高又会抬升捕获可达的最低信噪比,缩小捕获范围。因此考虑采用可调整门限。针对不同信噪比,测试捕获的台阶高度范围,在此范围内再来确定门限。所以定义的门限略小于最小的差值,在2.5dB以上信噪比,可取门限值为0.045,以下可取门限值为0.03。
为保证星座恢复和误码率性能,上述方法可结合维特比译码,组成一个误码率反馈自适应调整扫频参数的载波恢复系统。首先根据最佳门限和步长的统计值设定调整策略,当得到的纠正数据被送入译码器解码,所得误码率不符合标准时,按照事先所定方法调整门限重新开始检测,若在设定最大检测次数内,误码率达到了要求则锁定输出,否则认为超出了系统性能范围,检测失败。
图1:不同信噪比条件下参数过程示意图,左图为2.5dB 右图为3.5dB
2.3 扫描中心频率确定
采用双线性扫描,扫描中心频率为零时,每次扫频所能捕获到的频偏限制在±fs/8,故当在+/-5.625MHz(45MHz/8)捕获不到频偏时,需要调整扫描中心频率再次检测。仿真过程中发现,频偏较大时,不仅恢复星座图越来越差,明显带有旋转的迹象,同时误比特率逐渐增大,捕获也越来越困难,频率误锁的概率变大。因此将要捕获的频偏范围分为若干段,每一段中心即为扫描中心频率,到两端的长度应小于fs/8,段内使用双线性扫描,然后逐段扫描。
3 性能仿真
下面对扫频及DD算法分别进行仿真,从中可以看出各自具体的性能特点。图2为DD算法,频偏为0MHz,图3为联合DD和扫频,频偏为-3.5MHz。
图2:0MHz频偏2dB,DD算法性能
图3:3.5MHz频偏2dB,联合DD和扫频
对比两个结果可以看出:DD算法可以得到较为准确的结果,但它收敛时间长,而扫频可以快速的估计除频偏的近似值,这样结合DD可以有效的估计较大范围…… 职称论文发表网http://www.issncn.com
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